JPH0555845A - Balance amplifier - Google Patents
- ️Fri Mar 05 1993
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、平衡増幅器に関し、
特に、その出力信号の改善に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a balanced amplifier,
In particular, it relates to the improvement of its output signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】オーディオシステムのアンプなどの各機
器は２本の信号線により接続されている。この２本の信
号線には、互いに位相が逆で、振幅の等しい信号（対称
信号）が伝達される。しかしながら、それぞれの信号線
のインピーダンス差や対地インピーダンス差などによ
り、両信号線の信号の振幅が異なって、互いに非対称な
信号となる場合がある。このような場合に、非対称な入
力信号を対称な出力信号として出力する平衡増幅器が考
えられている。図２に、従来の平衡増幅器の回路を示
す。この回路では、入力電圧ｅ1，ｅ2が、非対称な信号
１４，１５であっても、アンプ１０，アンプ１２が、各
入力信号の差だけを増幅するようになっているため、基
準電位であるＶｃ（通常、グランド）に対して、出力電
圧Ｖ1，Ｖ2は、対称な信号１６，１７として出力するこ
とができる。2. Description of the Related Art Each device such as an amplifier of an audio system is connected by two signal lines. Signals having opposite phases and equal amplitudes (symmetrical signals) are transmitted to the two signal lines. However, the signal amplitudes of the two signal lines may be different due to the impedance difference between the signal lines and the ground impedance difference, and the signals may become asymmetrical to each other. In such a case, a balanced amplifier that outputs an asymmetric input signal as a symmetric output signal has been considered. FIG. 2 shows a circuit of a conventional balanced amplifier. In this circuit, even if the input voltages e 1 and e 2 are asymmetrical signals 14 and 15, the amplifiers 10 and 12 are designed to amplify only the difference between the respective input signals, so that the reference potential For a certain Vc (usually ground), the output voltages V 1 and V 2 can be output as symmetrical signals 16 and 17.
【０００３】しかし、図２の回路では、抵抗Ｒ1，Ｒ2に
よって入力インピーダンスが低くなってしまう。一般
に、オーディオシステムなどにおいては、どのような信
号源に対しても対応できるように、できるだけ入力イン
ピーダンスの高いアンプが好ましい。However, in the circuit of FIG. 2, the resistors R 1 and R 2 reduce the input impedance. Generally, in an audio system or the like, an amplifier having an input impedance as high as possible is preferable so that it can be applied to any signal source.
【０００４】そこで、図３に示すような平衡増幅器も用
いられている。この回路であれば、入力インピーダンス
を高くすることができる。Therefore, a balanced amplifier as shown in FIG. 3 is also used. With this circuit, the input impedance can be increased.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の平衡増幅器には、次のような問題点があっ
た。However, the conventional balanced amplifier as described above has the following problems.
【０００６】図２に示す平衡増幅器は、非対称入力を対
称出力に変えることができるが、入力インピーダンスが
低いという問題があった。The balanced amplifier shown in FIG. 2 can change an asymmetrical input into a symmetrical output, but has a problem of low input impedance.
【０００７】一方、図３に示す平衡増幅器は、入力イン
ピーダンスは高いが、非対称入力６，７が与えられる
と、出力も非対称な信号８，９となる問題があった。On the other hand, the balanced amplifier shown in FIG. 3 has a high input impedance, but when asymmetrical inputs 6 and 7 are given, there is a problem that the outputs become asymmetrical signals 8 and 9.
【０００８】この発明は、上記のような問題点を解決し
て、入力インピーダンスを高くしつつ、入力信号の如何
にかかわらずに対称な出力信号を出力する平衡増幅器を
提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a balanced amplifier which outputs a symmetrical output signal regardless of the input signal while increasing the input impedance. ..
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】請求項１に係る平衡増幅
器は、第１の入力、第２の入力、第１の出力、第２の出
力を有し、高入力インピーダンスであるとともに、第１
の入力および第２の入力における同相成分と第１の出力
および第２の出力における同相成分が等しい平衡増幅部
を備え、第１の出力および第２の出力から得られる非対
称な出力信号の同相成分に所定の増幅をして、逆相にし
て出力する後段増幅部を備え、第１の出力からの非対称
な出力信号に、後段増幅部から出力する逆相成分を加算
することにより、非対称な出力信号の同相成分を補償す
るとともに、第２の出力からの非対称な出力信号に、後
段増幅部から出力する逆相成分を加算することにより、
非対称な出力信号の同相成分を補償することにより、第
１の出力および第２の出力に互いに対称な出力信号を出
力すること、を特徴としている。A balanced amplifier according to claim 1 has a first input, a second input, a first output and a second output, and has a high input impedance and a first input.
Of the asymmetrical output signal obtained from the first output and the second output, comprising a balanced amplifier section in which the in-phase component at the input and the in-phase component at the second input are equal to the in-phase component at the first output and the second output. Is equipped with a post-stage amplification section that performs predetermined amplification and outputs in anti-phase, and by adding the anti-phase component output from the post-stage amplification section to the asymmetric output signal from the first output, By compensating for the in-phase component of the signal and adding the anti-phase component output from the post-stage amplification section to the asymmetric output signal from the second output,
By compensating for the in-phase component of the asymmetric output signal, the output signals symmetrical to each other are output to the first output and the second output.
【００１０】[0010]
【作用】請求項１の平衡増幅器は、高入力インピーダン
スの平衡増幅部を有し、この平衡増幅部からの非対称な
出力信号に、後段増幅部から出力する逆相成分を加算す
ることにより、非対称な出力信号の同相成分を補償し
て、対称な出力信号を出力する。これにより、高入力イ
ンピーダンスを維持しつつ、入力信号の如何にかかわら
ずに対称な出力信号を出力する。A balanced amplifier according to claim 1 has a balanced amplifier having a high input impedance, and the asymmetrical output signal from the balanced amplifier is added to the asymmetrical phase component output from the latter-stage amplifier, thereby asymmetrical. A common output signal is compensated for, and a symmetrical output signal is output. As a result, a symmetrical output signal is output regardless of the input signal while maintaining a high input impedance.
【００１１】[0011]
【実施例】図１に、この発明の一実施例による平衡増幅
器の回路図を示す。入力電圧ｅ1は、第１の入力である
アンプ２０の＋入力側に接続されている。入力電圧ｅ2
は、第２の入力であるアンプ２２の＋入力側に接続され
ている。1 is a circuit diagram of a balanced amplifier according to an embodiment of the present invention. The input voltage e 1 is connected to the + input side of the amplifier 20, which is the first input. Input voltage e 2
Is connected to the + input side of the amplifier 22, which is the second input.
【００１２】アンプ２０の出力側（Ｆ点）とアンプ２０
の−入力側（Ａ点）との間に、抵抗Ｒ1が設けられてい
る。Ｆ点と出力電圧Ｖ1（Ｄ点）との間に、抵抗Ｒ4が設
けられている。また、Ｆ点と後段増幅部であるアンプ２
４の−入力側（Ｃ点）との間には、抵抗Ｒ3が設けられ
ている。アンプ２４の出力側（Ｈ点）とＣ点との間に
は、抵抗ｋ1Ｒ3が設けられている。アンプ２４の＋入力
側には、基準電位Ｖｃが接続されている。The output side of the amplifier 20 (point F) and the amplifier 20
A resistor R 1 is provided between the − input side (point A). A resistor R 4 is provided between the point F and the output voltage V 1 (point D). In addition, the F point and the amplifier 2 which is the latter-stage amplification section
A resistor R 3 is provided between the negative input side of 4 and the point (C point). A resistor k 1 R 3 is provided between the output side (point H) of the amplifier 24 and point C. The reference potential Vc is connected to the + input side of the amplifier 24.
【００１３】Ｈ点には、切換スイッチ２６が接続されて
いる。切換スイッチ２６（Ｉ点）とＤ点との間に、抵抗
２ｋ2Ｒ4が設けられている。A changeover switch 26 is connected to the point H. A resistor 2k 2 R 4 is provided between the changeover switch 26 (point I) and point D.
【００１４】同様に、アンプ２２の出力側（Ｇ点）とア
ンプ２２の−入力側（Ｂ点）との間に、抵抗Ｒ1が設け
られている。Ｇ点と出力電圧Ｖ2（Ｅ点）との間に、抵
抗Ｒ4が設けられている。また、Ｇ点とＣ点との間に、
抵抗Ｒ3が設けられている。Ｅ点とＩ点との間に、抵抗
２ｋ2Ｒ4が設けられている。Similarly, a resistor R 1 is provided between the output side (point G) of the amplifier 22 and the negative input side (point B) of the amplifier 22. A resistor R 4 is provided between the point G and the output voltage V 2 (point E). Moreover, between the G point and the C point,
Resistance R 3 are provided. A resistor 2k 2 R 4 is provided between points E and I.
【００１５】また、アンプ２０の−入力側とアンプ２２
の−入力側は抵抗Ｒ2を介して接続されている。さら
に、Ｄ点とＥ点の間に、負荷抵抗ＲLが接続されてい
る。Further, the-input side of the amplifier 20 and the amplifier 22
The-input side of is connected via a resistor R 2 . Further, the load resistance R L is connected between the points D and E.
【００１６】この回路では、入力端からアンプの入力ま
での間に抵抗が設けられていないため、入力インピーダ
ンスが高くなっている。以下、図１の回路に基づいて、
回路計算を行う。In this circuit, since no resistor is provided between the input end and the input of the amplifier, the input impedance is high. Below, based on the circuit of FIG.
Perform circuit calculation.
【００１７】各アンプのオープン・ループ利得が充分大
きい場合、負帰還アンプでは、反転入力、非反転入力の
信号レベルはほとんど同じになることが知られている。
従って、アンプ２０，２２，２４のオープン・ループ利
得が充分大きい場合、Ａ点において、入力電圧ｅ1が、
Ｂ点において、入力電圧ｅ2が、Ｃ点において、入力電
圧Ｖｃが、そのまま現れることになる。It is known that when the open loop gain of each amplifier is sufficiently large, the signal levels of the inverting input and the non-inverting input are almost the same in the negative feedback amplifier.
Therefore, when the open loop gains of the amplifiers 20, 22, and 24 are sufficiently large, at the point A, the input voltage e 1 becomes
The input voltage e 2 appears at the point B, and the input voltage Vc appears at the point C as it is.
【００１８】まず、切換スイッチが１側に切り換えられ
ている場合について説明する。この時、Ａ点，Ｂ点，Ｃ
点，Ｄ点，Ｅ点において、それぞれ、キルヒホッフの法
則を適用すると、下記の（１）〜（５）式が成立する。First, the case where the selector switch is switched to the 1 side will be described. At this time, point A, point B, C
If Kirchhoff's law is applied to each of points D, E, the following equations (1) to (5) are established.
【００１９】 Ｖ3／Ｒ1−ｅ1／Ｒ1＝（ｅ1−ｅ2）／Ｒ2 (１) ｅ2／Ｒ1−Ｖ4／Ｒ1＝（ｅ1−ｅ2）／Ｒ2 (２) Ｖ3／Ｒ3−Ｖｃ／Ｒ3＋Ｖ4／Ｒ3−Ｖｃ／Ｒ3＝Ｖｃ／ｋ1Ｒ3−Ｖ5／ｋ1Ｒ3 (３) Ｖ３／Ｒ4−Ｖ1／Ｒ4＋Ｖ5／２ｋ2Ｒ4−Ｖ1／２ｋ2Ｒ4＝（Ｖ1−Ｖ2）／ＲL
(４) Ｖ4／Ｒ4−Ｖ2／Ｒ4＋Ｖ5／２ｋ2Ｒ4−Ｖ2／２ｋ2Ｒ4＝（Ｖ2−Ｖ1）／ＲL (５) （１）より、 Ｖ3＝（Ｒ1＋Ｒ2）・ｅ1／Ｒ2−Ｒ1・ｅ2／Ｒ2 (６) （２）より、 Ｖ4＝（Ｒ1＋Ｒ2）・ｅ2／Ｒ2−Ｒ1・ｅ1／Ｒ2 (７) 従って、第１の出力であるアンプ２０の出力電圧Ｖ3
の出力点Ｆおよび第２の出力であるアンプ２２の出力電
圧Ｖ4の出力点Ｇにおける同相成分（Ｖ3＋Ｖ4）／２
は、（６）＋（７）より、 （Ｖ3＋Ｖ4）／２＝（ｅ1＋ｅ2）／２ (８) となる。ここで、（ｅ1＋ｅ2）／２は、入力信号の同相
成分である。従って、（８）式は、ｅ1，ｅ2がグランド
に対して対称であれば、ｅ1＝−ｅ2となり、（ｅ1＋
ｅ2）／２＝０であるので、Ｖ3，Ｖ4も対称になること
を表わしている。また、（ｅ1＋ｅ2）／２≠０である場
合には、入力信号は、非対称になり、出力信号も非対称
になる。V 3 / R 1 -e 1 / R 1 = (e 1 -e 2 ) / R 2 (1) e 2 / R 1 -V 4 / R 1 = (e 1 -e 2 ) / R 2 (2) V 3 / R 3 -Vc / R 3 + V 4 / R 3 -Vc / R 3 = Vc / k 1 R 3 -V 5 / k 1 R 3 (3) V 3 / R 4 -V 1 / R 4 + V 5 / 2k 2 R 4 -V 1 / 2k 2 R 4 = (V 1 -V 2 ) / RL
(4) V 4 / R 4 -V 2 / R 4 + V 5 / 2k 2 R 4 -V 2 / 2k 2 R 4 = (V 2 -V 1 ) / RL (5) From (1), V 3 = (R 1 + R 2 ) · e 1 / R 2 −R 1 · e 2 / R 2 (6) From (2), V 4 = (R 1 + R 2 ) · e 2 / R 2 −R 1 · e 1 / R 2 (7) Therefore, the output voltage V 3 of the amplifier 20 which is the first output
In-phase component (V 3 + V 4 ) / 2 at the output point F of the output voltage V 4 of the amplifier 22 which is the second output
Becomes (V 3 + V 4 ) / 2 = (e 1 + e 2 ) / 2 (8) from (6) + (7). Here, (e 1 + e 2 ) / 2 is the in-phase component of the input signal. Therefore, in the equation (8), if e 1 and e 2 are symmetric with respect to the ground, then e 1 = −e 2 and (e 1 +
Since e 2 ) / 2 = 0, V 3 and V 4 are also symmetrical. When (e 1 + e 2 ) / 2 ≠ 0, the input signal becomes asymmetric and the output signal becomes asymmetric.
【００２０】次に、（３）より、 Ｖ5＝−ｋ1（Ｖ3＋Ｖ4）＋（１＋２ｋ1）Ｖｃ (９) となる。（９）式より、アンプ２４の出力は、アンプ２
０，２２の出力点Ｆ，Ｇにおける同相成分（Ｖ3＋Ｖ4）
／２を−２ｋ1倍した成分とＶｃの成分になっているこ
とを表わしている。Next, from (3), V 5 = -k 1 (V 3 + V 4 ) + (1 + 2k 1 ) Vc (9). From the equation (9), the output of the amplifier 24 is
In-phase component (V 3 + V 4 ) at output points F and G of 0 and 22
It represents that the component is a component obtained by multiplying / 2 by -2k 1 and the component of Vc.
【００２１】次に、（４）＋（５）より、 （Ｖ3＋Ｖ4）／Ｒ4−（Ｖ1＋Ｖ2）／Ｒ4＋Ｖ5／ｋ2Ｒ4 −（Ｖ1＋Ｖ2）／２ｋ2Ｒ4＝０ ∴ （Ｖ1＋Ｖ2）／２ ＝ｋ2（Ｖ3＋Ｖ4）／（１＋２ｋ2）＋Ｖ5／（１＋２ｋ2） ここで、（５）式を代入すると、 （Ｖ1＋Ｖ2）／２＝（ｋ2−ｋ1）・（Ｖ3＋Ｖ4）／（１＋２ｋ2） ＋（１＋２ｋ1）・Ｖｃ／（１＋２ｋ2） ここで、ｋ1＝ｋ2＝ｋとすると、 ∴ （Ｖ1＋Ｖ2）／２＝Ｖｃ (１０) すなわち、負荷出力における同相成分は、基準電位Ｖｃ
のみとなる。従って、Ｖｃ＝０（グランド）であれば、
出力Ｖ1，Ｖ2はグランドに対して対称な信号であること
になる。Next, from (4) + (5), (V 3 + V 4 ) / R 4 − (V 1 + V 2 ) / R 4 + V 5 / k 2 R 4 − (V 1 + V 2 ) / 2k 2 R 4 = 0 ∴ (V 1 + V 2 ) / 2 = k 2 (V 3 + V 4 ) / (1 + 2k 2 ) + V 5 / (1 + 2k 2 ) Here, when the expression (5) is substituted, (V 1 + V 2 ) / 2 = (k 2 −k 1 ) · (V 3 + V 4 ) / (1 + 2k 2 ) + (1 + 2k 1 ) · Vc / (1 + 2k 2 ), where k 1 = k 2 = k, then ∴ (V 1 + V 2 ) / 2 = Vc (10) That is, the in-phase component in the load output is the reference potential Vc.
Will only be. Therefore, if Vc = 0 (ground),
The outputs V 1 and V 2 are signals symmetrical with respect to the ground.
【００２２】次に、（４）−（５）より、 （Ｖ3−Ｖ4）／Ｒ4−（Ｖ1−Ｖ2）／Ｒ4＋（Ｖ1−Ｖ2）／２ｋ2Ｒ4 ＝２（Ｖ1−Ｖ2）／ＲL ∴ Ｖ1−Ｖ2＝２ｋ2Ｒ4・（Ｖ3−Ｖ4）／（４ｋ2Ｒ4＋（１＋２ｋ2）・ＲL） ここで、（６），（７）式を代入すると ∴ Ｖ1−Ｖ2＝２ｋ2Ｒ4ＲL・（２Ｒ1＋Ｒ2）・（ｅ1−ｅ2） ／（４ｋ2Ｒ4＋（１＋２ｋ2）・ＲL）・Ｒ2 (１１) 従って、（１０），（１１）式より、 ∴ Ｖ1＝Ｖｃ＋Ｋ（ｅ1−ｅ2） (１２) 同様に、 ∴ Ｖ2＝Ｖｃ−Ｋ（ｅ1−ｅ2） (１３) ただし、 Ｋ＝ｋ2Ｒ4ＲL・（２Ｒ1＋Ｒ2）／（４ｋ2Ｒ4＋（１＋２ｋ2）・ＲL）・Ｒ2 とおく。Next, (4) - from (5), (V 3 -V 4) / R 4 - (V 1 -V 2) / R 4 + (V 1 -V 2) / 2k 2 R 4 = 2 (V 1 −V 2 ) / RL ∴V 1 −V 2 = 2k 2 R 4 · (V 3 −V 4 ) / (4k 2 R 4 + (1 + 2k 2 ) · RL ) Here, (6 ) And (7) are substituted, ∴V 1 −V 2 = 2k 2 R 4 RL · (2R 1 + R 2 ) · (e 1 −e 2 ) / (4k 2 R 4 + (1 + 2k 2 ) · R L) · R 2 (11) Therefore, (10), (11) from the equation, ∴ V 1 = Vc + K (e 1 -e 2) (12) Similarly, ∴ V 2 = Vc-K (e 1 -e 2 ) (13) where K = k 2 R 4 RL · (2R 1 + R 2 ) / (4k 2 R 4 + (1 + 2k 2 ) · RL ) · R 2 .
【００２３】（１２）、（１３）式は、出力端の電圧Ｖ
1，Ｖ2が、それぞれ、基準電位Ｖｃに対して、対称な信
号になっていることを示している。このように、図１の
回路において、切換スイッチを１側に切り換えることに
より、入力インピーダンスを高くしつつ、入力信号の如
何にかかわらず、対称な出力信号を出力することができ
る。Equations (12) and (13) are expressed by the voltage V at the output end.
It is shown that 1 and V 2 are symmetrical signals with respect to the reference potential Vc, respectively. Thus, in the circuit of FIG. 1, by switching the changeover switch to the 1 side, it is possible to output a symmetrical output signal regardless of the input signal, while increasing the input impedance.
【００２４】この回路は、Ｄ点，Ｅ点において、以下の
ように動作している。まず、Ｄ点について説明する。ア
ンプ２０の出力電圧Ｖ3は、Ｄ点においては、抵抗Ｒ4,
２ｋ2Ｒ4の設定により、所定の定数であるａを掛けたａ
Ｖ3（非対称な出力信号）となって現れる。This circuit operates as follows at points D and E. First, the point D will be described. At the point D, the output voltage V 3 of the amplifier 20 is the resistance R 4 ,
Depending on the setting of 2k 2 R 4 , a multiplied by a predetermined constant a
It appears as V 3 (asymmetric output signal).
【００２５】次に、例えば、基準電位Ｖｃがグランドで
あるとすると、Ｃ点において、抵抗Ｒ3を介したアンプ
２０の出力電圧Ｖ3，同じ抵抗Ｒ3を介したアンプ２２の
出力電圧Ｖ4が合成されてＶ3＋Ｖ4となり、すなわち、
同相成分（Ｖ3＋Ｖ4）／２となる。この電圧は、アンプ
２４により、増幅度２ｋ1で増幅され、逆相（−）とな
ってＩ点において出力する。さらに、この電圧は、Ｄ点
において、抵抗２ｋ2Ｒ4の設定により、所定の定数であ
るｂを掛けた−ｂ（Ｖ3＋Ｖ4）／２（同相成分）３４と
なって現れる。Next, for example, when the reference potential Vc is assumed to be ground, in the point C, the output voltage V 3 of the amplifier 20 via the resistor R 3, the output voltage V 4 of the amplifier 22 via the same resistance R 3 Are combined into V 3 + V 4 , that is,
It becomes the in-phase component (V 3 + V 4 ) / 2. This voltage is amplified by the amplifier 24 with an amplification factor of 2k 1 and becomes a negative phase (−) and is output at the point I. Further, this voltage appears as −b (V 3 + V 4 ) / 2 (in-phase component) 34 at point D by setting the resistance 2k 2 R 4 by multiplying by a predetermined constant b.
【００２６】Ｄ点における出力電圧は、Ｖ3−Ｖ4に所定
の定数ｃを掛けたｃ（Ｖ3−Ｖ4）（対称な出力信号）３
６である。これにより、この回路は、Ｄ点において、 ａＶ3−ｂ（Ｖ3＋Ｖ4）／２＝ｃ（Ｖ3−Ｖ4） となるように、所定の定数ａ，ｂ，ｃを選定して動作し
ていることになる。The output voltage at point D is c (V 3 −V 4 ) (symmetric output signal) 3 obtained by multiplying V 3 −V 4 by a predetermined constant c.
It is 6. As a result, this circuit operates by selecting the predetermined constants a, b, and c so that at the point D, aV 3 −b (V 3 + V 4 ) / 2 = c (V 3 −V 4 ). You are doing it.
【００２７】従って、Ｄ点において、アンプ２０の非対
称な出力信号３０に逆相の同相成分３４を加算して、非
対称分である同相成分を補償することにより、対称な出
力信号３６を得ていることになる。Ｅ点についても、同
様に、アンプ２２の非対称な出力信号３２に、逆相の同
相成分３４を加算して、非対称分である同相成分を補償
することにより、対称な出力信号３８を得ていることを
示している。Therefore, at the point D, the symmetric output signal 36 is obtained by adding the antiphase in-phase component 34 to the asymmetrical output signal 30 of the amplifier 20 and compensating for the asymmetrical in-phase component. It will be. Similarly at point E, a symmetrical output signal 38 is obtained by adding an in-phase in-phase component 34 of the opposite phase to the asymmetrical output signal 32 of the amplifier 22 and compensating the in-phase component which is an asymmetrical component. It is shown that.
【００２８】また、この回路では、雑音（同相雑音）が
大きい場合にも有効に動作できるようになっている。こ
の時には、切換スイッチを２側に切り換える。この状態
について、同様の計算を行うと、下式が成立する。Further, this circuit can operate effectively even when noise (common mode noise) is large. At this time, the changeover switch is changed over to the 2 side. When the same calculation is performed for this state, the following formula is established.
【００２９】 ∴ Ｖ1＋Ｖ2＝ｅ1＋ｅ2 (１４) ∴ Ｖ1−Ｖ2＝２ｋ2Ｒ4ＲL・（２Ｒ1＋Ｒ2）・（ｅ1−ｅ2） ／（４ｋ2Ｒ4＋（１＋２ｋ2）・ＲL）・Ｒ2 (１５) （１４）式は、（ｅ1＋ｅ2）／２＝（Ｖ1＋Ｖ2）／２に
より、入力と出力の同相電圧が等しくなっていることを
示し、（１５）式は出力電圧Ｖ1−Ｖ2に入力同相成分が
含まれていないことを示している。従って、切換スイッ
チを２側に切り換えることにより、負荷抵抗ＲLの両端
出力電圧Ｖ1、Ｖ2には、同相雑音の影響がでないように
なっている。∴V 1 + V 2 = e 1 + e 2 (14) ∴V 1 −V 2 = 2k 2 R 4 RL · (2R 1 + R 2 ) · (e 1 −e 2 ) / (4k 2 R 4 + (1 + 2k 2 ) · R L ) · R 2 (15) (14) In the formula (e 1 + e 2 ) / 2 = (V 1 + V 2 ) / 2, the input and output common-mode voltages become equal. Equation (15) shows that the output voltage V 1 -V 2 does not include the input common-mode component. Therefore, by switching the changeover switch to the 2 side, the output voltages V 1 and V 2 across the load resistor RL are not affected by common-mode noise.
【００３０】以上のように、図１の回路は、入力インピ
ーダンスを高くしつつ、切換スイッチを１側に切り換え
ることによって、入力信号の如何にかかわらず、対称な
出力信号を出力することができ、切換スイッチを２側に
切り換えることによって、同相雑音が大きい時には、同
相雑音の影響がでないようにすることもできる。As described above, the circuit of FIG. 1 can output a symmetrical output signal regardless of the input signal by switching the changeover switch to the 1 side while increasing the input impedance. When the common mode noise is large, the influence of the common mode noise can be eliminated by switching the changeover switch to the 2 side.
【００３１】[0031]
【発明の効果】請求項１の平衡増幅器は、高入力インピ
ーダンスの平衡増幅部を有し、この平衡増幅部からの非
対称な出力信号に、後段増幅部から出力する逆相成分を
加算することにより、非対称な出力信号の同相成分を補
償して、対称な出力信号を出力する。これにより、高入
力インピーダンスを維持しつつ、入力信号の如何にかか
わらずに対称な出力信号を出力する。すなわち、入力イ
ンピーダンスが高く、入力信号の如何にかかわらず対称
な信号を出力する平衡増幅器を提供することができる。The balanced amplifier according to the first aspect of the present invention has a balanced amplifier having a high input impedance, and by adding an asymmetrical output signal from this balanced amplifier to a negative phase component output from the latter amplifier. , Compensates the in-phase component of the asymmetric output signal and outputs a symmetrical output signal. As a result, a symmetrical output signal is output regardless of the input signal while maintaining a high input impedance. That is, it is possible to provide a balanced amplifier that has a high input impedance and outputs a symmetrical signal regardless of the input signal.
【図１】この発明の一実施例による平衡増幅器の回路図
を示す。FIG. 1 shows a circuit diagram of a balanced amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図２】従来の平衡増幅器の回路図を示す。FIG. 2 shows a circuit diagram of a conventional balanced amplifier.
【図３】従来の平衡増幅器の回路図を示す。FIG. 3 shows a circuit diagram of a conventional balanced amplifier.
【符号の説明】[Explanation of symbols]２０・・・アンプ ２２・・・アンプ ２４・・・後段増幅器（アンプ） ２６・・・切換スイッチ 20 ... Amplifier 22 ... Amplifier 24 ... Post-stage amplifier (Amplifier) 26 ... Changeover switch